Milles excuses

Pour le genou ce n'est pas grave,que le ménisque fêlé mais opération
obligatoire pour réparer

A tout de suite

Ps les modèles de l'IRF et DN fonctionne mais j'ai pas vérifié dans les détails
Faudrait peut être en fait

Vite fait en passant avant de partir chercher une cabine de douche . . .

Reçu le papier de F.Blohbaum, c'est tout simplement génial !
Je veux dire que sa solution est à la fois simple et géniale, j'y reviens plus tard.
Accessoirement, elle devrait aussi permettre d'éliminer l'erreur de symétrie du "Schmidt à Pentodes" dûe aux courants d'écrans en réglant le problème à son origine sans réintroduire une nouvelle dissymétrie pour cacher la première

A+

Yves.

Ah yes yes

Faudra en parler a Lionel83 sur l'autre post ainsi qu'a Diafan
car on devrait tous avoir le déséquilibre

Wait and see

Il a mis une CCS dans son circuit de g2 ?

Quel suspens ...

Non

Et en plus cela diminue le "partition noise"
j'en reste pentode heu pardon pantois

Du coup on peut laisser la pentode en entrée non
je dit cela car plus facile pour le PCB
le routage avec a pentode en sortie est rude

Quel suspense en tout cas Chanmix a raison

Tu as pu regarder la simul de l'alim Chanmix

A ton avis quel niveau d'ondulation résiduelle pur les -10 volts serait
acceptale

A toute

Faut voir parce que lors de nos essais, le gain trop important de la pentode rendait les réglages très difficiles



Aïe ! Du coup j'ai essayé Kicad c'est pas mal du tout il y a même une bibliothèque avec plein de tubes, dont les ECL86 (grosse surprise), peut être y a-t-il des contributeurs de Kicad sur audiyofan





Pas plus que ce matin vu que je travaille sur le pré-amp RIAA en parallèle

J'avais déjà essayé de voir l'impact du filtrage sur les différentes parties de l'alim au tout début du projet et la qualité du filtrage n'influe que si le CF n'est pas régulé en intensité. J'avais fait un essai dans mon précédent montage à base de 6N16B, juste un condo de filtrage et une CCS par canal qui absorbe les résiduelles d'alim de quelques volt ... j'avais qu'un canal qui marchait mais il marchait bien J'imagine que si tu es sous le volt d'oscillation résiduelle ça ne devrait pas poser de souci. Voila une simu du FFT sur Vout obtenu avec 1Vc d'oscillation résiduelle à 100Hz dans la cathode :


Les tubes, on a peut être pas fait mieux depuis 100 ans mais au niveau alim ça a pas mal changé et tant mieux du coup on en tire le meilleur et tu es bien placé pour le savoir Mr régulation des tensions d'écran

Amicalement,
Chanmix

Tu prends un NPN, collecteur sur l'anode, base à une tension fixe et dont l'emetteur alimente l'écran.
Ainsi la tension d'écran est fixe mais le courant d'écran traverse la résistance de charge.
Les éléctrons qui rejoignaient aléatoirement l'anode ou l'écran (source du bruit de partition) sont tous obligés de passer à travers la résistance de charge.

Pour notre déphaseur, le courant de cathode (somme des courants d'anode et d'écran) passe alors entièrement par les dites résistances de charges.

Bonne nuit, je vais lire encore un peu.

Yves.

Simple is beautiful ! Pour l'inverseur de schmitt c'est clair qu'une fois qu'on a la solution ça parait évident par contre, une rapide simulation pose quelques souci :


J'ai essayé avec une tension de g2 à 150V et surprise , ma tension d'anode refuse de descendre à moins que cette tension et bute à 150V. Si je descends ma tension de g2 à 120V, j'ai le même problème . À moins que LTSpice crée un problème avec sa modélisation de npn cela signifierait qu'on ne peut mettre en oeuvre ce système si le swing d'anode doit aller en dessous de Ug2 ... ce qui arrive parfois

Ceci dit, dans notre cas, le swing d'anode de la pentode est très petit et on peut le cantonner à des valeurs > 120V et là ... les résultats sont ... pas mal du tout

Grâce au fait que la grille de la triode revienne dans la cathode de la pentode ça simplifie tous les réglages et il suffit de changer R4 pour faire varier le point de fonctionnement de la pentode. Avec
R9=51kΩ, en calibrant R4=145Ω on obtient Va=128V , µ=220 et Vin=3mVcc donc Zin = 0,75Ω
R9=62kΩ, R4=150Ω donne Va=132V, µ=250, Vin=2,7mVcc et Zin = 0,67Ω
R9=82kΩ, R4=152Ω donne Va=124V, µ=300, Vin=2mVcc et Zin = 0,5Ω
R9=150kΩ, R4=160Ω donne Va=131V, µ=450, Vin=1,4mVcc et Zin = 0,35Ω
R9=470kΩ, R4=165Ω donne Va=128V, µ=800, Vin=0,8mVcc et Zin = 0,2Ω

Du coup, pure curiosité, avec ce dernier réglage, si je passe R1=1500Ω, j'obtiens R4=140Ω, Va=128V, Vout=6Vcc, Vin=10,7mVcc et Zin=2,6Ω

Il faudra utiliser un autre NPN que le BC547C dans g2 mais les résultats sont encourageants. La BP est fantastique ! Avec C2=600pF, Fc=200kHz, j'ai un déphasage de moins de 10° sur Vin et de moins de 1° sur Vout

Autre point à creuser, j'ai fait mes essais avec B+=200V pour laisser du jeu à Va coincée entre Vg2 et B+. Si j'essaie de remettre B+ à 150V, ça ne marche pas : la pentode se colle soit à g2 soit à B+ (-la régule). 160V, ça fonctionne. Mais notre triode du coup se prend 160V au lieu des 150 conseillés par la DS.

Voila pour ce soir.

Amicalement,
Chanmix.

T'as tout compris ! Même les limites du système

Il est évident que le collecteur de Q2 doit être plus positif que son emetteur ce qui impose une tension d'écran inférieure à la tension d'anode dans toutes le conditions.
F.Blobhaum signale clairement que ce dispositif ne peut pas être utilisé dans un étage de puissance où l'anode "descend" très bas ! Le but étant de réduire le bruit qui est d'autant plus génant que le niveau de signal est bas, c'est cohérent.
Ici, avec l'anode à +130V et l'écran à +100V on ne risque rien.

Pour Q2 F.B. utilise un MPSA44 et met qq centaines d'ohms entre son émetteur et la G2 (stabilité en HF).

Pour le déphaseur, on aura plus d'excursion ce qui va imposer une tension de G2 plus basse et/ou une tension d'anode plus élevée.
C'était déjà le cas, les meilleurs résultats en terme de symétrie avec moins de 100V et une résistance commune aux deux écrans, non découplée la réduisant encore d'une trentaine de volts . . . mais c'est une autre histoire

A+.

Yves.

Intéressant, tout ça...
Je vais essayer dès que je trouve un moment (un peu surbooké ces temps ci).

Patrice

how low tout le monde,

devant tant de bonheur et l'enchantement, quel est encore le rôle joué par Q1?

hervé.

Evacuation du courant de cathode de U1 sans charger quoi que ce soit.
Pourrait être remplacée par une simple résistance de 10K à condition de disposer d'une alim "propre" de -100V . . . par exemple ! Au final, pas forcément plus simple

Reste encore beaucoup à faire

de cabine de douche "Made in China"

J'y retourne !

Ouaip, it's all folks!
hervé.

Si je calcule bien, pour ΔVout=6Vcc, ΔIQ1=10µAcc donc Q1 armée de R5 représente une charge de 600kΩ traversée par 10mA et nous dispense donc d'une alim bien filtrée de -6000V. Cela pourrait encore être amélioré en cascodant des transistors qui simuleraient ainsi une charge de plusieurs dizaines de MegΩ avec une alim «propre» de centrale EDF. C'est la même chose pour U3.

MAIS... si on met un condo et que l'on branche un ampli sur Vout, du coup notre charge en dynamique est mise en // avec l'impédance d'entrée de l'ampli qui suit ... cela peut faire varier notre Zin, Vout ET la BP

Je reviens ...

Amicalement,
Chanmix

Ah ah ... ça ne change rien du tout pour une simple et bonne raison c'est que la principale variation d'intensité est issue du DAC lui même


Mis un NPN MPSA42 dans le circuit de g2 ... est ce que cette option ne multiplie pas la charge d'anode par le hfe du npn de g2 ce qui ferait voir une charge en g2 bien supérieure à celle d'anode ?

Laissant cette question de coté, j'ai simulé à la sortie un câble de modulation de 2m et un ampli d'impédance d'entrée faible (20kΩ). (j'ai fait plusieurs réglages d'impédance d'entrée et de longueur de câble sans grande différence).

Le diagramme de bode du circuit avec notre ampli branché :


Et, à mon avis loin de ce qui sera obtenu expérimentalement : la transformée de fourier de la sortie :


Amicalement,
Chanmix