Valeur purement arbitraire pour avoir une droit horizontale, un Io entier et un graphe lisible !


Exact, dans mon copier coller du précédent dessin, j'ai oublié de rajouter le découplage, merci de le signaler.


Il me semble que la doc indique 1: 0,5-0,5 mais à vérifier.


Le revers étant que l'augmentation du courant réduit la bande passante dans le grave.
Le courant et la résistance interne du tube driver doivent être faibles pour que le transfo puisse descendre.

Je n'ai pas d'option pour une attaque du transfo en SE d'autant qu'il n'y a pas de boucle de CR, mais j'ai du mal à imaginer le fonctionnement (poser les calculs) du PP et être sûr des sens de branchement au secondaire dans la mesure où le primaire traite deux signaux de phase opposée et que les enroulements au primaire ne sont pas indépendants (point milieu).
A priori, l'attaque PP me paraît plus intéressante, ça devrait soulager le swing demandé à chaque tube et annuler l'H2.
Un différentiel à longue queue devrait permettre une liaison directe avec un premier étage guère contournable dans la mesure où la résistance interne du tube driver doit être faible et donc le gain moyen.

J' ai cru comprendre que l'intention du circuit était d'éviter les liaisons par condensateurs.

Oui, dans ce cas, il faut faire classe A symétrique d'un bout à l'autre, sinon on passe dans les condensateurs d'alime.......

Je pense aussi que le PP ClA en driver est idéal. Pour le reste, je n'ai pas assez d'éléments sur le transfo pour juger. Comme c'est un modèle relativement bon marché (ce ne sont d'ailleurs pas les plus mauvais et de loin, amha), il faut peut être pas le pousser trop loin.
Pour supprimer les dernières capas, il faudrait trouver un tube avec un chouia de gain en plus disons, un µ d'au moins 40 avec une RI < 2.5 k, capable de supporter 400v et un courant de repos de 10 à 30 mA. Pas trouvé. Il faut aussi un bon tube !

J'ai fait une approche avec des 6B4G comme Wadek le suggérait au départ. Tout y est, y compris une linéarité d'enfer, mais le gain est ridicule (< 4).

La 5687 reste la meilleure candidate. Il faudrait lui adjoindre un étage symétrique sans caps de liaison, genre ce que propose Morgan Jones, avec une alime négative pour cet étage, la symétrie masquant le transit dans les capas de filtrage. (Il restera une capa à 'traverser' : Le découplage de la 2 è grille du schmitt d'entrée ! je ne vois pas comment la supprimer)
Mais quand même, solution convenable pour les gens qui entendent les condensateurs.
Pour cet étage, la 6CG7 pour rester dans le miniature serait bien ou une autre 5687. Pour le gain, mettre un diviseur de tension entre les étages.

Sinon, on peut faire avec 2 6SN7 (carbonized si nécessaire). Même remarque.

Ou encore une paire de 6B4G et une 6SN7 en ampli de tension symétrique.
Luxueux, mais çà devrait bien faire ! Là, on aurait un gain de l'ordre de 60 par branche, ce qui fait 30 en comptant l'inversion de phase. La sensibilité passe à 2.7 vc soit 1.9 Veff pour la puissance max.

Bon, j'arrête les délires, il va falloir trier tout çà.

PB

Wadek, on t'entend plus. Si on délire trop, faut nous remettre dans le droit chemin.

Euuh, tu peux me donner l'adresse de ton revendeur !

Bon, pour la 6B4G, je ne suis pas retourné voir le Datasheet, sa résistance interne certainement parfaite, mais pour le courant de repos qui va atténuer la réponse dans les graves c'est peut-être pas optimum.

Un circuit très simple est possible (ci-dessous), tout aussi simple que cher.
Pas très éloigné de celui que Wadek proposait au départ.
Le gain manquant est apporté par le transfo d'entrée IT.

Je butte sur le calcul et le fonctionnement du tranfo de liaison, bien sûr on peut mettre des résistances de fuite de grille (R4,R5) pour fixer l'impédance au primaire de l' IST, mais sans être catastrophique, ça n'arrange pas la réponse aux hautes fréquences.
Pourtant, même sans résistances du fuite, le primaire de l'IST voit bien une charge qui n'est pas infinie mais quelque chose comme la résistance interne de la 300B en série avec la résistance de l'enroulement primaire du TO, en série avec la résistance du secondaire, etc, tout ça en parallèle avec l'impédance du haut-parleur multiplié par le carré du ratio.
En 1930 ils devaient être aussi à l'aise avec ça qu'avec la loi d'Ohm, mais les temps ont changé et je rame sans être certain que le compte y sera pour ne pas rajouter de résistances de fuite.

T'embête pas et regarde les calculs : Avec des triodes à faible Rho, la résistance de charge dynamique, c'est Rho - epsilon, donc Rho, car Rho << charge dynamique extérieure (la grille des 300B vues au travers du transfo). Ceci se traduit par une droite de charge horizontale. C'est de ce raisonnement qu'on calcule le Rho maxi des tubes du driver en fonction de la fréquence de coupure basse, soit environ 5000 ohm pour le primaire entier (2500 si PP).
En statique, c'est bien sur la seule résistance interne du transfo plusse celle de la cathode qui comptent.
Je ne pense pas que les 'anciens' allaient plus loin, car ils avaient le sens de l'approximation beaucoup plus développé que nous qui œuvrons avec des computeurs ultra musclés et adorons, pour notre malheur, la quatrième décimale.

Les résistances en // sont indispensables avec des pentodes dont le Rho est > voire >> aux centaines de k ohm -> donc charge = grille de la 300B -> bobo (voire plus loin).
On peut aussi en mettre pour réduire les effets du début de courant de grille ou ajuster le gain. Je ne crois pas qu'une résistance faible affaiblisse le gain aux fréquences élevées. C'est plutôt la limite en amplitude que je regarderai, car elle donne au driver un travail supplémentaire qui se transforme en chaleur, pas en son !

Pour revenir au transfo pas shunté, si quelqu'un peut nous aider à calculer, il est bienvenu :

voici mon point de vue sur la question :

Je prendrais, pour Vgk < -1.3 v environ, des seules capacités du PA soit Cgk en parallèlle avec Av fois Cag. Donc une impédance en 1 / (C x Omega) qui diminue donc avec la fréquence.
A partir de -1.3v ( ou d'un seuil donné parfois dans les data sheets), début du courant de grille.
On peut dire en gros que Ig = k x (Vg) puissance 3/2.....(Langmuir)
Soit pour faire simple, Rapp (Vg) = 1 / (k x racine (Vg)), donc çà diminue avec la tension.
Problème = Valeur de k. On peut le déduire de certaines data sheets qui donnent une valeur de Ig, voir la courbe Ig = F(Vgk)

Cela dit, comme on fonctionne en classe xx1, on veille à ce que Vg reste inférieur au seuil d'apparition de courant de grille (environ -1.3 v et qui est en fait la limite supportée par le driver), et du coup, seul l'effet des capacités est à prendre en compte (si j'approxime bien).

Merci de nous apporter vos lumières.


Et bravo pour ton schéma qui répond bien et est peut être LA réponse aux attentes de Wadek ( Je connais un fournisseur de transfos réputé qui offre des transfos d'entrée à des prix très abordables, quasiment donnés).
PB

Bonsoir PBen,

Merci pour tes précieuses informations.

"Dans la vie, y a ceux qui ont un flingue et ceux qui creusent" (Sergio Leone).
J'ai commencé à creuser tes indications, mais c'est pas fini...

Pour le petit schéma, je n'ai aucun mérite, je suppose qu'il y en a des quantités semblables au fond des archives poussiéreuses des bibliothèques universitaires, malheureusement les miennes ne remontent pas en deçà des années cinquante.
Je précise pour ceux qui sont nés au 21e siècle que le transformateur d'entrée IT est un transformateur élévateur symétriseur du genre de ceux qui équipaient jadis la sortie des préamplificateurs et de certaines consoles de studio.
Le rapport de transformation (et donc le gain), ne pourra être évalué qu'après que le gain de l'étage driver aura été calculé en fonction de la charge au secondaire de l'IST.
Ce circuit est follement rétro, ce qui ne veut pas dire qu'il ne soit pas performant, tout dépend de la qualité et donc du prix des trois transformateurs.
La valeur des résistances R1, R2 qui chargent le secondaire de l'IT est égale à l'impédance de chaque enroulement secondaire.

Bon, je reprends la pioche.

Bonsoir Hoch

Moi cela me rappelle la découverte du livre de Mr Hiraga "initiation..."

avec des vieux schéma d'avant le déluge ( lire ère de la bande magnétique BASF )

bref un schéma semblable au schéma du PDF ci-joint
http://www.scottbecker.net/tube/sheets/060/p/PX25A.pdf

Je sais je sort , bonne nuit

Salut Totof,

Merci pour le lien, le schéma est effectivement un classique de l'époque "Jurassic Parc", mais c'est parfois dans les vielles marmites...
Je pense qu'on peut faire mieux avec les progrès sur les noyaux de transfo et surtout avec un transfo intermédiaire en push-pull.
Le fun c'est d'apprendre à calculer le fonctionnement, et même si ça ne sert pas directement, on apprend toujours des choses sur le fonctionnement des transfo en audio, enfin j'essaye...

Pas la peine de sortir, enfin t'es peut-être pas encore en vacance, alors bonne nuit et bonne journée.

P.S Les chinois (et les tchèques je crois) refont des PX25, comme ils ont refait des 300B, alors ne crachons pas trop vite dans la soupe même si c'est pas ma tasse de thé.
P.S.2 Le SRPP date des années 30-40, il a été conçu en plusieurs versions pour alimenter des lignes (câbles) en signaux HF, j'ai des originaux là dessus, et il a été ressorti au début des années 80 par Jean Hiraga et des audiophiles japonais avec un succès en audio qui trente ans après est encore planétaire, même s'il est AMHA exagéré. Entre temps on ne le rencontrait que chez Audio Research et sur des réalisations françaises de Film & radio et peut-être chez Lowther ou Rogers, j'ai la mémoire qui flanche, mais personne n'en parlait.

Bonjours à tous,

Je crois comprendre la démarche de Mr Wadek : Sauf erreur il avait un PP 300B Mahé réalisé vers 2007. Donc, comme il semble férocement anti condensateurs, il veut évoluer vers une solution qui avec des transfos modernes au cochonium et des tubes de bonnes facture, peut s'avérer excellente en tous points. Dans les années 20, on faisait comme çà mais avec des tubes et des transfos....calamiteux ! (J'ai un transfo dans un coin, si je le retrouve, je vous le photographierai, j'ai des schémas aussi).

Pour l'histoire, je crois que la 300B au départ était faite pour les répétiteurs téléphoniques, pas dutout pour l'audio. Sa petite soeur, la 2A3 elle était conçue pour l'audio.

A +

Relire l'article de J Gest sur les condensateurs (Paru vers 2005 dans EP ou LED) !

Salut Pascal

+1pour les condos , l'article est très instructif
certaine réponse de Fyl ou gégé94 ici même serait à relire aussi

Perso je n'entends pas les différences entre condos ( je suis sourd )
mais si ça amuse pourquoi pas les enlever
et essayer un TI ou TIE , mon intérogation
l'apport par rapport à la complexité engendré vaut'il le coup

Mr Wadeck répond plus , vacances peut être

En tout cas on apprends plein de truc en lisant ce post

A plus

Bonjour,



En reprenant les écrits de Rinaldo BASSI

La 300B créée en 1938, remplaçait la 300A, et était conçue pour fonctionner en PP dans les amplis destinés au cinéma parlant, raccordé à un transformateur de sortie adapté donc spécial. Détrônée par les tétrodes à faisceaux dirigées, c'est effectivement par la suite du fait de sa grande longévité (>10000 Heures) qu'elle trouva sa place en téléphonie dans les répéteurs de câble sous-marins. La western en fabriqua jusqu'en 1988, ou elle servait dans les alimentations destinées à l'informatique.
Mais étant clair que les semi conducteurs l'ayant aussi détrônée vite fait, et comme il y avait du stock il fallait donc donc lui redonner son usage originel mais qui a été dévoyé en SE alors que c'est une lampe de PP.

La 300B étant compliqué a bien construire d'où son coût, il était tout a fait normal que la 2A3 ait continué sa carrière puisque utilisé en étage de sortie SE des radio de nos (arrière) grands parents dans les années 30. La 2A3 a aussi servi dans les alimentations stabilisées jusque vers 1960.

C'est toujours intéressant de se rappeler de la genèse de nos chouchoutes en sachant le pourquoi du comment.


GG

Ben justement, je l ai pas mise pour l instant sur le schmitt et je me demande si ce n est pas ça qui me merde des trucs ou qui m introduit une contre réaction locale.

Parce qu en fait, le dernier schéma proposé.... C est celui de mon ampli actuel avec TVC en entrée (transfo a multi secondaire pour le volume et de rapport 1:2 puis schmitt avec ccs avant le transfo it et même sans atténuation, le volume de sortie max n est pas très élevé. Donc je me dis qu il y a qque chose qui doit bugger.

Ben, oui !
Sans ce condo les deux grilles reçoivent (presque) le même signal et les tensions aux anodes sont (presque) en phase

Pour virer ce condo, polariser les grilles du Schmitt à 0 volts et utiliser une alim négative pour les cathodes:



Yves.

Alors c est pas ça parce que justement dans la config actuelle, les grilles sont a zéro volt et la ccs a +10v...

Heu si j'ai bon souvenir ton schmidt est avec une CCS à la masse
pas sur alim négative , c'est pas la même chose
ça vient de me faire tilt

Ou je me trompe

Ca c'est pas possible !
Les grilles peuvent très bien être à 0v et les cathodes à +10v (6SN7 avec une "grosse" tension d'anode par exemple) mais le pied de la ccs sera préférablement négatif sinon la tension d'attaque des grilles devra rester faible.
Par conséquent, la tension disponible en sortie sera elle même faible.
D'autre part, un Schmitt fonctionne mieux avec des tubes à forte pente.
Où est le schéma ?

Yves.