Bonjour à tous,

Comme plusieurs personnes me l'ont demandé, voila le plan du push pull d'EL90 à correction différentielle.

schéma là

Pour ceux qui sont pressés, tout est disponible sur github:

Gain : 30dB
Pmax : 9,7W dans 8Ω
Sensibilité : 0,15Vc pour 1W
BP : <14Hz à 55kHz (-1dB), 105kHz (-3dB)

Je veux faire des mesures plus poussées de la THD et du FA, donc pas de données pour l'instant




La correction différentielle est un brevet Bell Labs des années 70 mise au goût du jour par Arnaud Heagele (iriiax sur ce forum) qui en a équipé son OTL circlotron et pré-amp RIAA. L'aventure de la création du push pull s'est faite sur le forum 6B8M de René Conseil.

Cet ampli a été presque entièrement réalisé avec des pièces et composants que j'avais sous la main. Les TS sont des DA117, les mêmes que ceux qui équipent le PP d'ECL86 de Yves. Les condo de liaison sont des PIO russes que j'avais sous la main pour faire plaisir à Daniel

Le principe de la correction différentielle est, contrairement à la contre-réaction qui applique en permanence le signal de sortie sur le signal d'entrée, de n'appliquer que la différence entre le signal d'entrée et de sortie. Pour cela il est nécessaire de placer un tube supplémentaire qui soustrait les deux signaux pour n'appliquer que l'erreur sur la deuxième grille du symétriseur. Cela fait diminuer drastiquement l'impédance de sortie et apporte un gain important en terme de correction de coloration et de précision. Arnaud a pu établir expérimentalement que le facteur d'amortissement obtenu était à peu près égal au facteur d'amplification de l'étage correcteur.

Ce mode de fonctionnement a un impact fort sur l'architecture de l'amplificateur et oblige a transgresser pas mal de règles de pouce habituelles pour éviter que le correcteur se transforme en oscillateur.

Dans les hautes fréquences, le problème vient principalement de la bosse de gain liée aux capacités parasites du transformateur de sortie à l'extrémité de sa bande passante. Le double RC qui filtre le signal d'entrée a pour objectif de le faire coller à la chute de gain du transformateur de sortie aux hautes fréquences. Cela n'a pas permis dans mon cas de m'affranchir des oscillations. Il a donc également été choisi de diminuer la correction aux hautes fréquences en faisant chuter le gain de l'étage correcteur. Cela est réalisé en plaçant en parallèle de la charge un couple RC. Avec 22n + 2,2kΩ, le gain de l'étage correcteur à 20kHz n'est plus que de 8 contre 21 à 20Hz.

Dans les basses fréquences, la chute naturelle de gain de l'OPT va combler le problème de bosse de gain mais pas celui du déphasage. Si l'étage de correction ne corrige pas en phase avec l'erreur alors on recrée un oscillateur cette fois à très basse fréquence. Pour prévenir le motor boating, il convient de donner à l'amplificateur la bande passante la plus basse possible (sous le Hz) ce qui a un impact intéressant au niveau de l'alimentation.

Pour donner à l'amplificateur la plus grande bande passante possible, il a été choisi de placer un étage de cathode suiveuse flottant après le symétriseur pour polariser directement l'étage de puissance. L'impédance d'entrée très élevée de cet étage (plusieurs MΩ) permet de réduire la capacité de liaison à 220n pour tomber sous le Hz. Les EL90 sont également sensibles à leur résistance de grille, le cathode follower permet de surcroît d'attaquer ce tube à basse impédance (quelques centaines de ohms).

Le cathode follower flottant nécessite en contre-partie une alimentation stable dans le temps car une dérive de quelques volts de l'alimentation va faire dériver la polarisation des grilles des finales d'autant. De plus, cet étage nécessite une alimentation HT négative ce qui est intéressant car le symétriseur l'utilise également.

En ce qui concerne le filtrage des alimentations, beaucoup d'essais ont été faits sans succès pour éliminer une petite ronflette. L'alimentation présentée dans le schéma ci dessus est le résultat de ces différents essais. L'alimentation négative est très silencieuse (<1mV) mais l'implémentation ne me permettait pas de réaliser un CRC préalable sur la HT positive ce qui explique cette surenchère de régulations.

L'alimentation doit pouvoir suivre l'ampli dans les très basses fréquences, un filtre CLC en entrée suivie d'une régulation MJE + IRF devrait donner un résultat satisfaisant pour le symétriseur et la cathode suiveuse, le tube de puissance étant une pentode, on peut l'alimenter directement après le pont CLC. En ce qui concerne la correction, un bon moyen de s'affranchir des bruit d'alimentation serait de le monter en µ-follower. Cela présenterait plusieurs avantages :

* Protection des bruits d'alimentation
* Gain de l'étage correcteur maximal (µ) aux basses fréquences
* Impédance de sortie faible donc réduction de la R de grille du tube non inverseur du symétriseur.

Pour finir, le tube correcteur est ici une 6N16B, elle présente des caractéristiques intéressantes pour cet usage : un gain moyen, une bonne isolation électrostatique et microphonique. Cependant, si ce mini tube apporte une touche esthétique indéniable à l'ensemble, il est soudé sur son support et ne sera pas facile à remplacer. Une 6N3P-E devrait pouvoir faire le même travail sans ce désavantage.

Si il a été déterminé que le facteur d'amortissement théorique s'approchait du facteur d'amplification de l'étage de correction, il a été également mis en avant qu'un FA supérieur à 15 n'apportait pas grand chose au regard de l'impédance des câbles et celle de l'enceinte.

Les performances mesurées sur charges réelles (tablettes proac) par Arnaud montrent les très bons résultats de la correction en affichant des plateaux parfaits à 20Hz.

Ici un carré à 20Hz (2V.div) dans une charge résistive 8Ω :


Ici on voit un sinus de presque 10W (5V.div) avec le travail de la correction (10mV.div) :


Ce système me plaît énormément en terme d'écoute. Je remercie encore une fois Arnaud, René et Pascal qui m'ont guidés très efficacement par leurs conseils plein d'expérience.

Amicalement,
Grégoire

Bonjour !
Quelques mots d’explication au sujet de la correction différentielle :
Contrairement à une contre-réaction qui est appliquée en permanence et qui diminue d’autant la sensibilité d’entrée, la correction différentielle est nulle en absence de défauts. La sensibilité d’entrée reste maximale et équivalente à celle de l’ampli en boucle ouverte.
Le taux de correction, donc d’atténuation des défauts (distorsions, linéarité, phase) est sensiblement égal au µ (coeff d’amplification) du tube utilisé pour générer le signal correcteur différentiel.
Le coefficient d’amortissement est également du même ordre de grandeur que le µ du tube différentiel.



Sur le schéma ci-dessus, le signal différentiel correcteur apparaît au point d’anode a1. L’ajustement consiste donc à minimiser le résidu au point a1 de manière à n’y conserver que les défauts traduisant une différence entre entrée et sortie de l’ampli.
Comme dans le cas d’une CR classique il faut veiller à la phase aux extrémités de la bande passante, d’où l’usage de condensateur de séparation d’une valeur assez élevée et de filtres RC qui reproduisent le déphasage de l’ampli en absence de correction, donc sa bande passante à vide.
Chose amusante, il est possible d’enregistrer le signal en a1 et d’écouter, d’analyser les défauts ; il s’agit évidemment des défauts résiduels le système étant refermé.
On peut aussi ôter le tube différentiel et mettre a1 à la masse ; on entend alors l’ampli non corrigé, celui du schéma ci-dessus devient alors fortement coloré.
Chose remarquable : avec ou sans correction, l’espace, la scène sonore garde la même profondeur, si on reproche à la CR classique de tasser la scène, ici ce n’est pas le cas !
J’ai également constaté que le fort taux d’amortissement (ici de 80) n’affecte nullement l’attaque des graves.
A propos des graves il est important d’avoir un TS lourd car la bande passante descend vraiment très bas et pour avoir de la puissance dans l’extrême grave il faut des Henry aux primaires. La saturation apparaît très brutalement et non progressivement.
La très faible impédance de sortie (0.1 ohms) fait qu’on peut débrancher la charge en marche sans voir bouger les tensions audio même sur les primaires du TS.
La sensibilité d'entrée est de 240mV eff. malgré que l'ampli ne comporte que deux étages.

J’utilise également la correction différentielle sur mes OTL circlotrons, où évidemment le problème du TS ne se pose pas et où les filtres de phase consistent en un simple RC qui limite le temps de monté à 3µs. J’ai également construit un hybride à sortie MOS selon le même principe ; ce dernier présente toutefois une scène sonore moins profonde, haro sur les totors !

Tous ces projets sont suivis sur le forum à René :
http://6bm8-lab.fr/phpBB/index.php

Dans la présentation par Grégoire de son projet dérivé, il parle de mon préamp RIAA, mais celui-ci n’utilise pas la correction différentielle, il s’agit d’une correction réactive-passive symétrique/asymétrique totalement hors des sentiers battus (c’est mon défaut !), mais on est là hors sujet…les intéressés consulteront ce fil chez René :
http://6bm8-lab.fr/phpBB/viewtopic.php?f=3&t=67

Je voudrais préciser que ce montage est issu d'une modélisation SPICE mais que la finalisation ne s'est pas fait toute seule, en effet les modèles de TS sont bien insuffisants et réservent des surprises genre accrochage HF quand on passe en dur. Je me suis volontairement limité à des EL84 car je craignais pour mes tweeters ! Mais là tout va bien...
Cest aussi pour cette raison que le montage à Grégoire utilise un RC supplémentaire directement au point a1.

Bonjour chanmix, bonjour iriaax,

Merci pour les explications. Avec du temps, je pense que je me serais laissé tenté par ce push...

Cordialement, dom.

Bonjour

Pour parler de ce merveilleux ampli écouté chez Yves et qui donne des idées
une dizaine de watts me suffit amplement donc,

@ Arnaud et Chanmix , dans l'idée de partir sur du noval ou tubes miniatures ou
tubes à sortie flexibles

Et plus spécialement sur des 6P1P pour l'étage de puissance
En attaquant cet étage par un cathode follower et un lonque queue devant
j'avais pensé aux petite 6F1P dont m'a parlé cet été Farf40, qui ne sont que des ECF80 russifiées
histoire d'utiliser la topologie du 6L6 de Yves qui à l'écoute est déjà très bonne
et que j'ai des ECF80 et PCF80 de récup dans mes fonds de tiroirs

Ma question le correcteur différentiel peut'il facilement jouxter un longue queue à pentode

Avantage, on n'a que 4 tubes noval pour l'ampli
et une petite triode à rajouter

Si oui reste le tube correcteur , et là ce serait bien de trouver une simple triode
style 1/2 6N3P ou 6N16B

la 6C6B peut être

@ Pascal peut tu nous déchiffrer ce datasheet SVP
http://www.gstube.com/scan/684_1.gif
au niveau du gain , il me semble que celle là c'est 25
alors qu'une 6C7B a un gain de 80 à 120
http://www.gstube.com/scan/686_1.gif

Voilà les réflexions sont ouvertes

A+ et bon dimanche

Ps pour Chanmix , j'ai récupérer un modèle LTC de 6N3P

Bonjour !
Juste un mot pour rappeler que le tube différentiel est particulièrement sensible à l’environnement et que son blindage peut s’avérer utile. L’effet de main est un bon test !

Hello Totof,

J'avais regardé la possibilité de faire le combo déphaseur + CF avec des 6F12P mais cela pose plusieurs problèmes. Le premier est que le CF va prendre plus de 350v à l'allumage et son point de fonctionnement est à 265V là ou la triode de la 6F12P n'accepte pas plus de 150V. La 6N8S est parfaite pour le job car la DS donne un PF à 250V pour 8mA avec une bonne réserve de swing ce qui est bon pour nous. La faible pente de ce tube n'est pas très impactant, la Zout du CF est de plusieurs centaines de ohms, les finales ont un max à plusieurs dizaines de kΩ.

D'autre part, comme un grand gain du déphaseur n'est pas nécessaire (30Vcc pour le swing max des finales) : une pentode en entrée n'est pas nécessaire, une 6N2P fait le job plus que bien (0,45Vc en entrée pour avoir le swing max). Cela permet également d'éviter à avoir à appairer ces tubes d'entrée sensibles (souviens toi du 6S19P).

Tu peux me faire confiance, j'ai pas mal secoué le problème de ce push pull avant de tomber sur cette combinaison de tubes les changements à l'existant ne sont pas là.

Maintenant, en ce qui concerne le tube correcteur, la 6N16B possède toutes les caractéristiques nécessaires, une double triode avec un µ entre 20 et 30, une bonne isolation électrostatique et un look original quand on imagine que toute l'astuce de cet ampli tient à ce micro tube. Le fait qu'il soit soudé sur patte souples sur un CI est un problème et un avantage. Problème de remplacement du tube et avantage contre la microphonie. Une 6N3P-E ( 30 < µ < 40 ) amovible fera le travail aussi bien peut être avec un blindage.

Le changement par rapport au schéma actuel est de charger ce tube avec un mosfet, le but premier étant de se protéger des bruits de l'alimentation. Vu que le bruit sur cette anode reboucle sur la grille de la 6N2P d'entrée, il faut idéalement arriver à un bruit de l'ordre du µV. Un étage en µ-follower va nous apporter un certain nombre d'avantages :
* grande isolation contre les bruits d'alim.
* gain de l'étage de correction proche du mu du tube => amélioration du FA.
* sortie à très basse impédance => protection contre miller sur les 6N2P.
* simplification de l'alimentation => une seule HT+ à 250V régulée simplement.

Au détriment d'une architecture un peu plus compliquée.

Amicalement,
Grégoire

Edit : La 6F12P Vanode max pentode = 300V, triode = 250V, switching from cold = 550V. Ce tube tient, reste le problème de l'appairage.

Bonjour Chanmix

Je suis en long weekend chez mes parents en famille et j'ai pas pris mon portable
donc reprise jeudi

Peut être essayer de trouver un équivalent à la 6N8 en noval, me tenterai bien

La 6N3 est pas mal , un bon brainstorming en prespective

A+

Bonjour à tous,

Bon j'ai commencer un pré-schéma, du 6V6 (pret à recevoir une correction différentiel); pour l'instant sans !
Il comporte encore pas mal d'erreur, mes calcul pour le gain du schmidt ne sont pas bon (pourtant je les refais plusieurs fois!)

Qu'en pensez vous?

Amicalement
Nicolas



et le fichier Spice:

Hello Nico,

Les 12AX7 ont un grand gain donc une grille proche de la cathode. La région au dessus de -1V de polarisation de grille est sujette au courant de grille ... beware ! Une 12AU7 irait mieux ici amha.

Tu peux peut être te passer de ta CCS négative puisque tu as une HT négative. Une grande résistance de cathode commune vers cette HT fera le même boulot -- si pas mieux -- en plus simple. C'est encore meilleur avec une 12AX7 amha (220k d'anode et 100k de cathode).

100Ω dans les cathodes des finales c'est carrément de la pola automatique Pour mesurer les débits, quelques ohms suffisent à l'oscillo.

Pour les résistances de grid stoppers des g2, si ton tube s'emballe, 10Ω ne va pas changer grand chose. 100 ou 200Ω voire plus c'est bien.

Pourquoi ne pas mettre les anodes des CF à 220V comme le reste ? Ça fait fonctionner le tube comme indiqué dans la DS (250V) et ça simplifie drôlement l'alimentation.

75kΩ de résistance de grille d'entrée ... que dit la bande passante sur LTSpice si tu regardes les diagrammes de baud ?

Amicalement,
Grégoire

Hello !
Je sais que le prix du courant vient d'augmenter, mais à priori je trouve quand même que tes 12AT7 sont sous-alimentées

D'instinct pifométrique, j'aurais mis la 12AX7 en déphaseur avec 0,5 à 1mA par tube et la 12AT7 en suiveur avec 5 à 10mA mais le gain risque d'être trop élevé: la CR différentielle ne demande pas de réserve de gain, mais une réserve de capacité (headroom) pour passer le signal "précorrigé" qui peut devenir important . . . selon ce qu'il faut corriger en aval
C'est vrai qu'avec du -120V disponible, tu peux faire sauter la CCS et la remplacer par une résistance
KISS !

Si deux 12AT7 ont encore trop de gain et si, comme moi, tu n'aimes pas la 12AU7, regarde du côté des ECC88 ou même 6BQ7 (pas audiophile donc pas chère !)

Yves.

Hello, ça m'intéresse



Qu'entends tu par "reserve de capacité" ?

Amicalement,
Grégoire

Merci Yves pour ce retour,

En gros j'ai des brouettes de 12AX7 et 12AT7 (vieux stock militaire en plus), pour ce qui est de la 12AU7, j'en ai aussi des brouette, mais comme tout est du NOS, je les vends bien sur ebay.... Audiophile quand tu nous tiens...

Après je peux baisser le gain au min, mais c'est vrai que j'ai beaucoup trop de gain (g=23dB) avec la 12 AT7.

Bon je vais retravailler ce schéma dans la semaine ou le mois. Je vais virer la CSS, et faire un essais en intervertissant les tubes.

Je re-poste dès que j'ai un peu de temps

Amicalement
Nicolas

Ben, c'est (je crois !) la limite du systême: à un moment, le signal "corrigé" risque d'être écrété avant d'atteindre l'étage à corriger.
Le principal suspect étant évidemment l'étage de puissance et son transfo . . .

Yves.