Bonjour, mise à jour
du schéma, je vais essayer de faire une synthèse sur les différents changements et leur motivation.
Le premier : le moyen de polarisation de la g1 des EL360. La grille était précédemment polarisée via un bête pont à résistances qui arrivait sur une LED et les bases des CCS des drivers. C'est justement là le problème, ces bases de transistors pompent du courant et ainsi modifiaient le courant circulant dans le pont diviseur
modifaient un tant soit peu -- mais peu sur une g1 d'EL36 ça veut dire beaucoup -- la polarisation des tubes. Une LED plus tard, le problème est réglé, le résultat est perceptible sur LTSpice.
Le deuxième : la CDiff. J'avais bêtement repris le même tube que celui utilisé sur le push de GU19 mais cette fois il est utilisé dans un montage différentiel, son gain est divisé par deux. Là où il était chargé par une CCS et donnait un gain de 35 avec le GU19, il ne donnera plus guère que 10 voire 15 de gain dans un LTP chargé avec des résistances. Ça donne un FA qui 'est un peu en dessous des attentes qui sont entre 20 et 30.
J'ai donc attrapé le bouquin de M.Jones et décortiqué la partie sur le long tail pair et particulièrement la partie sur le rejet des bruits du mode commun et plus particulièrement des bruits d'alim.
Code:
CMRR = µ.Rk / (ri + Ra)
Donc l'idée est bien de partir sur un µ élevé en maximisant la résistance commune d'anode devant la résistance de charge. Jones dit qu'en pratique, il est sage de plafonner cette valeur à 60dB car d'autres facteurs limitants interviennent à ces niveaux là. Il est toutefois possible de gagner 6dB supplémentaires spécifiquement sur les bruits d'alimentation en considérant le pont Ra et ri :
Code:
atténuation = (Ra + 2×ri) / 2×(Ra + ri) ≤ 6dB
La solution qui maximise ce rejet est quand Ra >> ri, ça tombe bien, c'est aussi la solution qui maximise le gain de l'étage d'amplification vers µ.
Dans ce que j'avais sous la main, un tube avec un µ ≥ 50 et une grosse CCS dans la cathode, j'ai trouvé : la 6N17B-V
Fichier(s) joint(s):
6N17B.png [ 167.35 Kio | Vu 3974 fois ]
Par exemple, avec 300V de HT,
une charge à 220k pour Vg = -1V, on trouve Va = 130V pour Ia = 0,75mA. µ = 58, ri = 50k donc PSRR = 0,59 (-4.6dB) et gain = 23. La CCS est composé d'un cascode de bipolaire donc Rk = Rccs × Hfe² + 1/Hoe et pour Iccs = 1,5mA, Rccs = 470 => Rk = 75Meg ce qui est très grand devant ri + Ra (270k) donc on plafonne CMRR à 60dB. Zout = 320k.
une charge à 100k pour Vg = -1V, on trouve Va = 150V pour Ia = 1,5mA, µ = 62, ri = 30k donc PSRR = 0,62 (-4,1dB) et gain = 24. Rccs = 340 => Rk = 54Meg donc on plafonne CMRR toujours à 60dB. Zout = 160k
une charge à 47k pour Vg = -1V, on trouve Va = 180V pour Ia = 2,5mA, µ = 72, ri = 23k donc PSRR = 0,66 (-3,6dB) et gain = 24. CMRR = 60dB, Zout = 93k
En clair : le gain est très indépendant de la charge, par contre le rejet du bruit est meilleur avec une charge de 220k, cependant avec une Zout de 320k vers une triode à grain gain, ça coupe à 15kHz pour 33kHz pour une charge de 100k. Bon pour le service
Amicalement,
Grégoire
ou j'ai mal vu 
Rajouter 100k vers le condensateur comme sur le 300V ? 
...ou mettre un puits de courant 'régulateur parallèle'. Si la tension dépasse la limite fixée, il va charger l'alime pour maintenir cette limite, comme le ferait une Zener.
ces dernières peuvent être 250V sous le chauffage mais seulement 100V au dessus.
par contre, si je met une résistance de gate de 10k, là, patatra, ça ne marche plus du tout. J'ai donc mis le milliampèremètre en parallèle de la R de gate (pour la court-circuiter) et je vois, 4,5 mA 