Bonjour,

Comme le permet ce forum, je vais utiliser ce premier post comme wiki de cette réalisation, elle sera mise à jour en fonction de l'avancement du projet et permettra à ceux qui le souhaitent de réaliser ce montage.

Ce projet est un peu un retour aux sources, il s'agit de mon premier ampli revu et corrigé avec ce qui se fait sur le forum depuis ces dernières années. Il s'agit bien sûr d'une version basée sur le schéma du push d'ECL86 de Yves pour plein de points qui seront explicités plus loin. Les « astuces » du circuit sont également un clin d'œil à l'auteur original du schéma mais pas seulement. Vient s'ajouter à cela la CDiff d'Arnaud à la façon Serge à savoir avec un AOP parce que mon TRA possède un circuit +15/-15 et pas assez de chauffage pour un tube de plus. Il s'agit ici de construire un ampli le plus stable avec les meilleures performances possibles.

Historique
Edit du 11.10.2017 suppression des oscillations parasites du softstart
Edit du 10.10.2017 Changement du soft start pour une régulation temporisée classique
Edit du 15.09.2017 Modification de la fréquence de coupure basse à 8Hz pour une Cdiff à 16Hz.
Edit du 11.09.2017 Modification après essais de la CCS de cathode du symétriseur.
Edit du 06.09.2017 Ajout de la transil 300V pour la protection des shunts.
Edit du 15.08.2017 Réglages des shunts de g2 un peu plus au taquet (2,7k de shunt).
Edit du 12.08.2017 Correction de l’impédance vue de la grille non inverseuse du symétriseur.
Edit du 26.02.2017 Mise à jour du schéma de l'alimentation
- passage du fusible et de la CTN de l'autre côté de l'interrupteur
Edit du 12.02.2017 Mise à jour du schéma de la CDiff
- utilisation d'un filtre de Rauch passe bas
Edit du 05.02.2017 Mise à jour de l'AOP de CDiff
- changement de l'AOP LT1366 pour un AD8599, enlevé R17.
- Typo sur le schéma du soft start, il manquait une référence au zéro volt.
Edit du 01.02.2017 Mise à jour du schéma d'alimentation suite aux premières remarques, merci à tous
- Résistances de polarisation du chauffage passées de 1k à 100 ohms
- Mise à la terre du boitier et polarisation avec le zéro volt.
- Double régulation shunt
Post du 31.01.2017 Post initial du schéma.

Présentation du projet

Créer un amplificateur audio polyvalent et fiable. Il met en œuvre des 6P14P-EV (equiv. EL84M), l'objectif est d'obtenir 12W de puissance utile avec un facteur d'amortissement de 30 et une THD sous -60dB à 1W (0,1%).

Fonctionnement général



Le schéma reprend le principe du push d'ECL86 mais avec un circuit de correction différentielle. Il utilise les mêmes transformateurs de sortie Dissident Audio DA17. L'arrivée de la HT est découplée sur la pinoche du transformateur par une capacité de bonne qualité pour offrir un chemin court aux transitoires. Les 6P14P-EV sont en polarisation fixe, il existe une composante non découplée R8 / R9 qui offrent une petite contre réaction d'intensité. Cette réaction négative a l'inconvénient d'augmenter l'impédance de sortie de l'amplificateur, cela est compensé par le circuit de correction différentielle. Un des points du montage sera de montrer l'utilité de cette contre réaction et, le cas échéant, son optimum.

contre-réactions locales
La contre-réaction principale du montage qui est l'alimentation du driver V1 depuis la tension d'anode des EL84 via le réseau de résistances R01, R02, R03. Le niveau de cette contre réaction locale est réglé par R02 et permet de consommer le gain des 6N2P-EV (V1) µ=100 pour l'adapter au swing nécessaire de V2, V3 (env. 16Vcc). Cela augmente la bande passante et limite les « bosses » de gain aux extrémités du spectre qui peuvent induire des oscillations avec la correction différentielle.

symétriseur
Le déphaseur est un « longue queue » de deux triodes liées par un cascode de transistors bipolaires à grand gain. Ils représentent une impédance dynamique de plusieurs méga ohms assurant ainsi une très bonne symétrie des signaux de sortie. La source de courant constant qu'ils imposent est de 1mA, 0,5mA dans chaque triode chargées par 220k en parallèle de la résistance de grille de l'étage suivant soit 110k.

étage de puissance
Les EL84 sont faciles à driver, elle offrent une bonne pente (S=11,5mA/V) et peuvent être attaquées avec une impédance élevée en mode pentode. L'impédance de sortie du déphaseur est de l'ordre de 200k ohms ce qui fait une impédance d'entrée de grille à 150k pour la 6P14P, c'est dans les clous. Les pentodes ont leur circuit de grille alimenté par une source négative de tension. Le circuit de bias permet de contrôler la hauteur et l'assiette du push-pull via les deux potentiomètres P04 & P06 de façon à ce qu'une rupture de "curseur" ne mette pas en danger les tubes de sortie.



Correction différentielle


Le principe de fonctionnement de la correction différentielle est soustraire le signal de sortie au signal d'entrée pour obtenir l'erreur amplifiée qu'on ré-injecte en opposition de l'entrée sur le déphaseur. Il s'agit donc d'un étage comparateur avec du gain; il a été établi expérimentalement que le facteur d'amortissement de l'amplificateur ainsi corrigé était égal au gain de l'étage de correction. L'amplificateur opérationnel pressenti est le AD8599 qui est un composant à faible bruit. . Son impédance de sortie est d'environ 50 ohms ce qui est intéressant car la grille de la 6N2P est ainsi attaquée à basse impédance. Les capacités parasites de ce tube à fort mu limitent son gain dans les hautes fréquences si la grille présente une impédance élevée, dans ce cas elle vaut R10 // R11 // de l’impédance de sortie de l’AOP soit 50Ω.

Au niveau du filtrage, la correction différentielle nécessite de corriger en phase, il est donc indispensable de remettre en phase le signal d'entrée et le signal de sortie pour éviter de fabriquer un oscillateur. Le signal de sortie présente des déphasages importants aux extrémités de la bande passante dus au transformateur OTR01. L'idée est donc de suivre le déphasage du signal de sortie tout en faisant chuter le gain de l'amplificateur opérationnel dans les hautes fréquences pour désamorcer les risques d'oscillations dans cette zone.

Le schéma une structure de Rauch passe-bas tirée du site ( expliquée sur ce site ) et le gain en mode commun dans les audiofréquences est soit environ 50 (34dB). D'après LTSpice, le déphasage est progressif (270°soit +90° de déphasage à env. 150kHz) et gain est unitaire à 900kHz ce qui est un peu élevé. Il sera sans doute nécessaire de réduire le gain, il y a de la marge car l'objectif est de 30 (29,5dB).

Note les valeurs des composants et la forme des filtres seront revus suite aux mesures préalables en boucle ouverte.

Alimentation


côté secteur
La prise de courant est une IEC standard 3 broches avec la terre doté de préférence d'un filtrage des parasites du secteur ( non représenté ici ). Le fusible doit être placé dans le fil de phase. Une CTN 33 ohms permet de limiter l'appel du courant initial à la mise sous tension. À chaud, cette thermistance voit son impédance descendre à quelques ohms. Cela préserve les filaments des tubes et limite l'appel de courant des capacités de l'alimentation à l'allumage. Le primaire du transformateur d'alimentation est équipé d'une varistance qui le court-circuite si la tension dépasse les 250Veff ce qui arrive à l'extinction ( ouverture du circuit ) à cause de la self du primaire. C'est pour cette même raison que le fusible est placé de l'autre coté de l'interrupteur principal d'alimentation.

La terre est reliée directement au châssis via un câble court (et gros) puis au zéro volt via un pont à diodes dans le sens passant. Cela permet de garder le châssis dans un intervalle en voltage de deux diodes du zéro volt sans les relier directement. Les parasites de la terre sont ainsi tenus à distance et les éventuelles boucles de masses ne se ferment pas.

basse tension
La basse tension est un rail +15V/-15V délivré par les deux régulateurs REG01 & REG02.

haute tension
La haute tension est redressée par le pont BR01 avec un condensateur de tête C06 (47µF) puis filtrée par le pont R18 (120) & C07 (220µF). L'ensemble des courants haute-tension vont transiter au travers R18 soit, au repos : 4×35mA (anodes) + 4×4mA (grilles 2) + 2mA (drivers) + 2 mA (saignée) soit 160mA. Elle va donc dissiper 3W constamment mais peut prendre des pics jusqu'à 2 × 100mA (anodes) + 2 × 8mA (grilles 2) + 2 + 2 soit 5W, par mesure de sécurité cette résistance devra être au moins une 10W (de préférence 20W) vissée au châssis.

La capacité C07 est le réservoir central d'énergie de l'amplificateur, la tension à ses borne va se stabiliser vers 300V en charge.

Note : Les condensateurs C06 & C07 n'ont pas besoin d'être très performants, une ESR modérée est même indiquée pour limiter les pics d'intensités qui génèrent des problèmes de bruits HT difficiles à filtrer. Il vaut mieux qu'ils soient durables. De même, les diodes de redressement n'ont pas besoin d'être rapides, il vaut mieux qu'elles soient solides.

Les ponts R19 & C08 et R20 & C09 filtrent la HT pour chaque paire de 6P14P et proposent ainsi des réservoirs d'énergie dédiés pour les finales. C'est intéressant car cela limite la diaphonie et permet de mettre une résistance de plus grande valeur pour chaque filtre qui fait ainsi fusible si une paire de tubes venait à s'emballer ou se court-circuiter. Ces résistances sont donc volontairement limitées à 2W ce qui répond à la règle du double de la puissance de repos 0,07² × 150 = 0,75W.

Soft start



Il n'est pas bon de faire débiter les tubes de puissance de façon brusque à l'allumage ou l'extinction. L'application de la haute tension peut se fait de façon directe sur l'anode des tubes car les pentodes sont particulièrement insensibles à leur tension d'anode, seules les tensions des grilles 1 & 2 sont importantes tant qu'on reste sous les tensions maximales autorisées.

Les 6N2P-EV sont alimentées depuis les anodes des 6P14P et peuvent prendre 350V (sans débiter) à l'allumage (300V ici), la moindre intensité qui les traverse fait redescendre leur tension d'anode aux valeurs de service via leur forte charge (R05 & R01 et R06 & R03 soit env. 270k).

Le régulateur REG03 est monté en source de courant constante et délivre 1mA. La capacité ballast C12 se charge doucement au travers R26 de forte valeur. La tension de source de M01 va ainsi monter à 100V en 8s, 200V en 23s et atteindre 250V en environ 1 minute. Cela va faire monter lentement la tension des grilles 2 des 6P14P-EV et les faire débiter progressivement.

Hello Greg

Tu as oublié de parler du Github avec tout cela , ce qui est une bonne approche aussi
et je sais que c'est cher à ton coeur , je te laisse donc rajouter le lien

Bonne journée à tous

Bonjour, Grégoire et tout le monde

Ton projet est fort intéressant.
De mon côté, je n'ai pas encore essayé la correction différentielle.

Juste un truc.
La directive 2014/35/UE dite "basse tension" oblige pour des raisons de sécurité à raccorder directement le conducteur de protection (fil vert-jaune du cordon secteur) au châssis, et avec un luxe de précautions, en plus! (pas de diminution de section, raccordement indésserable avec rondelles éventail).
Le pont de diodes n'est pas considéré comme un élément suffisant pour la sécurité des personnes.

Si j'étais toi, je raccorderais directement le fil vert-jaune au châssis et je monterais le pont de diodes (ou une résistance de faible valeur de plusieurs watts) entre le châssis et le zéro volt de la partie électronique.
Ce n'est pas parfait non plus au sens de la directive, mais c'est quand même plus sécurisant.

Patrice

Bonjour Patrice

Bien vu , en plus c'est bien comme cela que Grégoire aurait du le dessiner , j'ai monté ça sur mon
PP de 6P14P et c'est bien entre le "0 volt" du circuit et le châssis que c'est installé , le châssis est quant à lui connecté
directement a la borne "terre" du secteur

Autre détail , une petite résistance dans les grilles des finales peut aussi être bénéfique

A plus

Salut à tous ,
Bravo Greg, c'est parfaitement didactique, schéma bien choisi , y compris l'option AOP que j'essaierai sûrement un jour... ça devrait donner envie à ceux qui hésitent ..
Diafan justement ...(bien vu pour le pont de diodes, je crois bien que j'avais déjà dû en enlever un que j'avais monté comme çà)

Et donc tu en es où de la réalisation (car je pense que tu as déjà dû avancer ..)

A+

Edit :
J'ai un doute sur la régul shunt des écrans : combien consomme le mosfet M02 au repos ??
Quand tu règle à 250V c'est avec 70mA ??
et quand ça dépasse 70mA le shunt décroche et tu tires directement sur la 330 Ohms ??
à mon avis , au repos il te faut au moins 25mA (pour des EL84) dans le mosfet et c'est avec 25mA que tu dois avoir 250V en sortie
J'avais tenté une régul shunt pour mes écrans , mais en fonctionnement dynamique le courant d'écrans de mes finales varie de plus de 40mA au total , il me fallait donc au moins 50mA dans le mosfet au repos , avec 350V aux bornes ça fait 17W!! beaucoup trop , j'en suis donc revenu à une régul série ....

Salut Greg,

Hé ben ... on peut dire que tu es à la fois productif, innovant et rassembleur de bonnes idées ...
J'envie aussi ta capacité à phosphorer au "quart de tour" ...

Tu devrais faire de la politique
Justement en ce moment, il y aura peut-être des opportunités ...

Pourquoi des 1K en "équilibrage" des filaments ? , Habituellement on choisit plutôt des 100 ohms , voire moins ..., pour que cet "équilibrage" soit efficace .

Daniel

Salut Daniel,


Ouais , mais faut savoir trier les bonnes , et détecter les mauvais coups !!!

A+

bonjour a tous
mes félicitations Grégoire ,je vois que tu ne chome pas ,schéma parfaitement lisible,tubes ayant fait leurs preuves.
juste une question,pourquoi ce choix de tension d'écran ?
Alain

j'admire en silence vu mon inexpérience, mais je me posais aussi la question des 1K d'équilibrage, je me suis dit c'était une erreur de saisie

Bonjour à tous,

Merci pour vos retours.



Aaaaah mais tu as complètement raison, c'est comme ça que j'ai fait sur le push d'EL360. Je vais corriger le schéma et la doc, merci Patrice bien vu



Hello Daniel, bonne remarque … je ne sais pas. Je vais mettre 100 ohms (j'en ai), je vais corriger le schéma.



Pas encore commencé, je vais faire le châssis dans les semaines à venir, je veux d'abord bien peaufiner l'implémentation.



Oui c'est ça. M01 laisse passer 90% de la HT avec une onde résiduelle très petite (0,2V), on obtient donc environ 275V sur sa source. Tant que la tension est supérieure à 250V, le pont R29/P03 lèvera la gate de M02 qui tirera ainsi sur l'alim. Il y a donc 25V à chuter soit, 330 ÷ 25 = 72mA. M02 va tirer de l'intensité pour que le courant qui traverse R28 soit de 72mA pour ne laisser que 250V sur son drain. Tant que les g2 des tubes consomment moins, la régulation fonctionne. La DS de la 6P14P-EV précise que le tube tire 8mA sur sa g2 au PF indiqué ce qui fait 32mA au repos pour 4 tubes. M02 va donc tirer la différence soit 40mA et dissiper 10W (il faut un bon dissipateur). Lors du swing, deux tubes peuvent ainsi monter à 36mA chacun avant que le shunt ne bouchonne. Jusqu'à 72mA l'impédance de sortie de l'alim est très faible (une fraction d'ohm), passé 72mA, M02 ne conduit plus et l'alim présente dès lors une impédance de sortie de 330 ohms à laquelle il faut ajouter l'impédance de sortie de M01.

Le problème de cette alim est quand on construit l'amplificateur, cette alimentation n'est pas chargée, c'est M02 qui consomme les 72mA et il dissipe alors 18W. Avec un gros dissipateur à 4C°/W ça fait 72C° si on ajoute les jonctions, ça fait 80C° de plus que l'ambiant … ça passe tout juste, l'IRF ne vivra sans doute pas très longtemps à ce rythme là. Les essais doivent être faits avec une charge résistive de 8,2k ohms (10W) qui va pomper 30mA et faire fonctionner M02 à son rythme de croisière (50C° de plus que l'ambiant).



C'est vrai que la 6P14P-EV peut monter jusqu'à 300V de tension de g2. Vu que l'alim sort une tension de 290V, il est facile de sortir une tension régulée de 250V, on pourrait peut être sortir g2=270V, je ne sais pas bien ce qu'on y gagne. Pour répondre à ta question : je ne sais pas



Yes Totof, le répo existe déjà mais il n'est pas encore très étoffé, je mettrai le lien quand il sera utile.

Amicalement,
Grégoire

Hello !

Un écran d'EL84 peut dissiper 2W en permanence, sous 250V, ça fait 8mA, soit 32 mA au total.
Dimensione R28 pour avoir 250V avec ce courant en absence du ballast.
Il consommera l'excédent.

C'est plus sécurisé si tu mets 4 résistances et 4 (petits) ballasts, chacun n'ayant jamais plus de 2W à dissiper.

Le "prérégulateur" est un luxe, chaque régulateur "shunt" va nettoyer (raboter) tout ce qui dépasse !

Yves.
Je vais peut être te battre au poteau parce que j'ai en projet de passer mon PP ECL86 en CRDIFF en utilisant un JFET en ampli d'erreur . . .

Hello Yves, c'est pas bête ça … on peut même couper la poire en deux et un mettre un par paire de tubes, les résistances de shunt étant plus grandes, ça permet d'avoir une impédance de sortie plus forte en butée … je vais réfléchir à ça.



Oui, le pré-régulateur est là pour faire monter doucement les tensions de g2 et ainsi faire débiter les tubes de façon progressive à la mise sous tension. La pseudo régulation est une conséquence acceptable.



Ah ah … je t'attendais sur un schéma tout en symétrique il va falloir 2 JFET

Amicalement,
Grégoire

génial cette course au cordiff sur le PP ECL86!
Bravo à vous
Guy

Bonsoir,

J'ai potassé la remarque de Yves et ça donne ça :


Puisqu'on fait des derniers étages d'alimentation séparés droite & gauche pour les anodes, autant le faire pour les grilles 2, les résistances de shunt R28 & R32 ont été calibrées pour donner 250V au débit max des g2 à 250V soit 16mA par push. Les mosfet M02 & M03 tireront la différence. Le fait de séparer les canaux permet de doubler la valeur de la résistance de shunt. Si une consommation de paire de grille-2 dépasse le maximum de 16mA, leur impédance d'alimentation passe à 1,5k ohms soit une baisse de 1,5V par mA … très efficace Chaque mosfet n'a plus qu'à dissiper 1,5W ( 4W sans charge ). C'est parfait.

Je mets à jour le schéma.

Amicalement,
Grégoire

Salut Gregoire.

Pour revenir autour de l'aop, je ne comprends pas bien comment tu calcules le gain.

Sinon, je penses que R11 ne sert à rien sauf si tu débraye l'ampli op. Mais tant qu'il est la, son impédance de sortie est quasi nulle.

Je doute aussi que le LT1366 soit suffisamment silencieux pour faire l'affaire, mais bon c'est facilement remplaçable. Il a 6x plus de bruit qu'un LM833 que je trouve déjà un poil trop bruyant, et est 26x plus bruyant qu'un AD8599. Cependant ce dernier existe qu'en SMD.

Aussi, je penses que tu peux virer R17 et C5, car C4 fait exactement le même effet, mais beneficie en plus du gain de l'aop, Miller style, donc il peut être beaucoup plus petit pour le même effet. Je pense que tu aurais plus intérêt (au cas ou tu fais un PCB) à prévoir la possibilité de mettre une deuxième cellule RC avant R15.

Exemple ici, 4ème schéma
http://audiyofan.org/forum/viewtopic.php?f=60&t=9504

ou ici
http://audiyofan.org/forum/viewtopic.php?f=60&t=9512

Serge